电源资料贴

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ANTEC常用电源测评汇总

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入门级220V ONLY

BP300P
http://www.itocp.com/htmls/48/n-3548.html

VP350P
http://www.techpowerup.com/reviews/Antec/VP350P/

VP450P
http://www.xbitlabs.com/articles/cases/display/psu-400w-520w_5.html

VP550P
http://www.itocp.com/htmls/23/n-2023.html
http://www.techpowerup.com/reviews/Antec/VP550P/

VP650P
http://www.itocp.com/htmls/45/n-3445.html

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金蝶依赖一次侧过载保护检测短路电流，这个方式不太可靠，而且辅路的短路保护基本是没有的，能拉到接近炸管

烧插头如果是因为接触不良造成接触电阻过大，有短路保护也救不了

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主电容上残留的直流高压可以持续非常长时间，为了安全，最好用电阻器接上放电。

更换之前要做好准备工作，彻底放电，注意安全。

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铝电解电容的ESR在低温下明显升高，是导致滤波性能下降的一个原因。固态电容低温下ESR没有增加那么多，所以低温稳定性好于普通的电解电容。除了电解电容以外板卡上还有很多别的器件是商业级的温度范围，或者在低于0度时性能参数变化大，也可能影响到低温工作。

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单双磁比较是双磁好些，双磁里三路都是独立稳压，电压（一定程度上）互不影响，随你怎么分配电流

把理论说得简单一点，电源上+12V负载增大，主PWM就会调整占空比把+12V电压拉上来抵消线路上的阻性损耗。

这时候+5V负载并没有增加，对于联合稳压的电源，+5V和+12V仅靠匝数比调节，+12V电压上去了+5V电压就只好跟着上去。
这时候如果不想让+5V升过标准线，只能连+12V一起控制，于是负载端的+12V就会偏低

而对于双磁独立稳压，多了一个+5V磁饱和电感，来控制+5V电压不要过度上升，+12V电压就可以放心大胆地升上去。



用单磁时，如果+12V和+5V负载能均衡一点有利于电压稳定，不过硬盘上的5V电流不大，作用有限，现在的配置里没有什么吃+5V的大户，5V负载较低很难避免。

当前CPU和显卡功耗都不高，+12V能拉到300w差不多是3770+660Ti，这种配置就别用单磁了，一般的中低配置+12V最多到150w-200w，这种程度的拉偏，电压还不会太难看。


主板不论早晚期，如果对辅路时序和PG信号的处理不符合规范，都有可能和D2D VRM产生兼容性问题
电源方如果能优化D2D VRM启动时间可以避免问题，就像TPN A1.0到A1.1版做的处理

至于待机状态下的+12V零电流死点，我的理解是只能发生在S3待机模式，如果不使用这个功能，也不必顾虑

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T大指正说S3待机是纯+5VSB工作，这样+12V无负载可能出现在CPU深度睡眠或者S1待机，同样不多出现

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（如果打不开链接就直接搜前面的关键字）

LLC谐振半桥工作原理http://wenku.baidu.com/view/9742f5fbf705cc1755270992.html

滤波电路详细解析http://wenku.baidu.com/view/6c0f0bdf5022aaea998f0fc7.html

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开关电源中电磁干扰与电磁兼容

1 引言
　　随着近年来电子设备系统不断的应用与发展，使得电磁环境日趋复杂。在复杂的电磁环境中，各种设备或系统实现电磁相互兼容并正常稳定工作，已日益受到重视。开关电源作为各种设备或系统的重要部分，既是骚扰源，又是被干扰者，于是抑制开关电源电磁干扰，提高电子产品的质量,使之符合有关电磁兼容(EMC)标准或规范,已成为电子产品设计者越来越关注的问题。
　　2 开关电源的电磁干扰
　　电磁干扰是指由于电磁骚扰而引起的设备、系统或传播通道性能的下降，通常存在于多种电子设备中。在开关电源中，我们从它的工作原理可知，产生其电磁干扰信号无非是它的内外围电路引起的。具体分析如下：
　　2.1开关电源外围电路产生的电磁干扰
　　开关电源外围电路产生的电磁干扰可以以“共模”或“差模”方式存在。干扰类型可以从持续期很短的尖峰干扰到完全失电之间进行变化，其中也包括电压变化、频率变化、波形失真、持续噪声或杂波以及瞬变等。比如在滤波电容以及一些寄生参数上：
　　2.1.1滤波电容
　　开关电源的输出端连接滤波电路和负载，为使输出电压的交流成分很小，一般用大容量的电感和电容对输出电压进行滤波，为负载提供工作电压。其中滤波电容上的电压是不断变化的：在电压小于基准值时，开关电源的采样电压变小，开关电源闭合，对电容进行充电;当电容上的电压大于基准值时，采样电压变大，开关电路断开，电容放电。在不断的充电、放电过程中，电容两端的电压在不断变化，电源负载上的电压也在不断变化。电容两端的电压变化过程见图1。



在图1中，纵轴表示电容两端的电压，它的允许变化范围为V1~V2。横轴表示电容的充放电时间，当开关电源的负载恒定不变时：
　　充电时间t充=t2-t1=t4-t3= t6-t5放电时间t放=t3-t2=t5-t4
　　放电周期t周=t3-t1=t5-t3…= t充+ t放
　　否则，充电时间t充1=t2-t1，t充2=t4-t3，t充3=t6-t5… 放电时间t放1=t3-t2，t放2=t5-t4…
　　充放电周期t周1=t3-t1 = t充1+t放1，t周2=t5-t3 = t充2+t放2，…
　　此时，充电时间t充1≠t充2≠t充3≠… 放电时间t放1≠t放2≠t放3≠…
　　充放电周期t周1≠t周2≠t周3≠…
　　当开关电源的负载不变化时，电容两端的电压按一定周期变化。根据傅立叶变换，电容两端只产生与频率1/ t充1和1/ t放1有关的信号及其多次谐波的信号。由于系统的工作状态不断变化，开关电源的负载也在不断变化。此时，电容的充放电周期会发生变化，电容两端会产生与频率1/ t充1、1/ t充2、1/ t充3…和1/ t放1、1/ t放2、1/ t放3…相关的信号及其多次谐波的信号。这样，使开关电源的输出端频谱变得更加复杂，同时开关电源对设备的干扰也变得更强。
　　2.1.2分布及寄生参数引起的开关电源噪声
　　开关电源的分布参数是多数干扰的内在因素，开关电源和散热器之间的分布电容、变压器初次级之间的分布电容、原副边的漏感都是噪声源。共模干扰就是通过变压器初、次级之间的分布电容以及开关电源与散热器之间的分布电容传输的。其中变压器绕组的分布电容与高频变压器绕组结构、制造工艺有关。
　　2.2开关电源内部电路产生的电磁干扰
　　开关电源内部产生电磁干扰的因素较多，其中由基本整流器产生的电流高次谐波干扰和变压器型功率转换电路产生的尖峰电压干扰是主要因素。它们之所以产生于电源装置的内部，是由于开关电源中的二级管和晶体管在工作过程中产生的跃变电压和电流，通过高频变压器、储能电感线圈和导线以及系统结构、元件布局等而造成的。
　　2.2.1基本整流器
　　基本整流器的整流过程是产生电磁干扰最常见的原因。这是因为工频交流正弦波通过整流后不再是单一频率的电流。根据傅立叶变换公式，此电流波可分解为一个直流分量和一系列不同频率的谐波之和。开关电源内部电路产生的交流分量和开关电源外部电路产生的交流分量相结合，使开关电源输出频率成分更加复杂。另外这一系列频率不同的谐波分量，特别是高次谐波会沿着输电线路产生传导干扰和辐射干扰，使前端电流发生畸变，一方面使接在其前端电源线上的电流波形发生畸变，另一方面通过电源线产生射频干扰。
　　2.2.2功率变换电路
　　功率变换电路是实现变压、变频以及完成输出电压调整的部件，是开关稳压电源的核心，主要由开关管和高频变压器组成。它产生的尖峰电压是一种有较大辐度的窄脉冲，其频带较宽且谐波比较丰富。产生这种脉冲干扰的主要原因是：
　　(1) 开关功率晶体管的负载是高频变压器或储能电感。在开关管导通的瞬间，变压器初级出现很大的电流，它在开关管过激励较大时，将造成尖峰噪声。这个尖峰噪声实际上是尖脉冲，轻者造成干扰，重者有可能击穿开关管。
　　(2)高频变压器是开关电源中的变压器，用作隔离和变压，但由于漏感的原因，会产生反电势eL=-Ldi/dt会使开关管的集-射极之间出现电压上冲。这是因为开关管从Ton转换到Toff时，由于变压器的漏磁通，致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈，储藏在漏感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰，与集电极的电流变化率(di/dt)成正比，与漏感量成正比。这种电源电压中断会产生与变压器初级接通时一样的磁化冲击电流瞬变，它是一种传导性电磁干扰，既影响变压器的初级，还会使干扰传导返回配电系统，造成电网谐波电磁干扰，影响其它用电设备的安全和经济运行。
　　(3) 因为在输出整流二级管截止时，由于PN结中有较多的载流子积累,因而在载流子消失之前的一段时间里,会有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二级管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强的高频干扰，其频率可达几十MHz。
　　如图2所示，T1是变压器初级线圈电流，T2是二次线圈电流，VDS是开关管漏源极间电压，VD是二次侧输出二极管上两端电压。开关管关断时所产生频率为f1的干扰，而输出二极管反向电流引起频率为f2的干扰。



3 开关电源的电磁兼容性问题
　　电磁兼容(EMC)是指电子设备或系统在规定的电磁环境电平下不因电磁骚扰而降低性能指标，同时它们本身产生的电磁辐射不大于规定的极限电平，不影响其它电子设备或系统的正常运行，并达到设备与设备、系统与系统之间互不干扰、共同可靠地工作的目的。开关电源同其它电子设备一样，要实现电磁兼容，安全稳定的工作，首先要解决好自身的电磁干扰源问题。同时还要考虑不被系统其他电子设备干扰。我们从电磁干扰的三要素讲，要解决开关电源的电磁兼容性问题，可从三个方面入手。
　　3.1减小干扰源产生的干扰信号
　　3.1.1功率因数校正(PFC)技术应用
　　为了解决输入电流波形畸变和降低电流谐波含量，开关电源需要使用功率因数校正(PFC)技术。PFC技术使得电流波形跟随电压波形，将电流波形校正成近似的正弦波。从而降低了电流谐波含量，改善了桥式整流电容滤波电路的输入特性，同时也提高了开关电源的功率因数。
　　3.1.2软开关技术的应用
　　软开关技术是减小开关器件损耗和改善开关器件电磁兼容特性的重要方法。开关器件开通和关断时会产生浪涌电流和尖峰电压，这是开关管产生电磁干扰及开关损耗的主要原因。使用软开关技术使开关管在零电压、零电流时进行开关转换可以有效地抑制电磁干扰。使用缓冲电路吸收开关管或高频变压器初级线圈两端的尖峰电压也能有效地改善电磁兼容特性。
　　3.1.3串联电感原理应用
　　输出整流二极管的反向恢复问题可以通过在输出整流管上串联一个饱和电感来抑制，如图3所示，饱和电感Ls与二极管串联工作。饱和电感的磁芯是用具有矩形BH曲线的磁性材料制成的。同磁放大器使用的材料一样，这种磁芯做的电感有很高的磁导率，该种磁芯在BH曲线上拥有一段接近垂直的线性区并很容易进入饱和。实际使用中，在输出整流二极管导通时，使饱和电感工作在饱和状态下，相当于一段导线;当二极管关断反向恢复时，使饱和电感工作在电感特性状态下，阻碍了反向恢复电流的大幅度变化，从而抑制了它对外部的干扰。



　3.2切断干扰信号的传播途径
　　3.2.1共模、差模电源线滤波器设计
　　电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器基本电路如图4所示。一个合理有效的开关电源EMI滤波器应该对电源线上差模干扰和共模干扰都有较强的抑制作用。在图4中CX1和CX2叫做差模电容，L1叫做共模电感，CY1和CY2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。其衰减这两种干扰信号的基本原理是利用电容通高频隔低频的特性,将电源正极、电源负极高频干扰电流导入地线(共模) ,或将电源正极高频干扰电流导入电源负极(差模) ;另外再利用电感线圈的阻抗特性,将高频干扰电流反射回干扰源。



　图4中的共模电感L1是在同一个磁环上由绕向相反、匝数相同的两个绕组构成。通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕线困难。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，具体关系参见表1所列。
　　实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感。

除了共模电感以外，图4中的电容CY1及CY2也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大部分由电容CY1及CY2起作用。电容CY的选择要根据实际情况来定，由于电容CY接于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要有高耐压、低漏电流特性。因此，电容CY的大小受到了限制，一般为2.2～33nF。电容类型一般为瓷片电容，使用中应注意在高频工作时电容器CY与引线电感的谐振效应。

　　而差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路(如图4中电容CX1)，只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚底，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了避免放电电流引起的冲击危害，CX电容容量不宜过大，一般在0.01～0.1μF之间。电容类型为陶瓷电容或聚酯薄膜电容。

　　3.2.2电路隔离

　　在开关电源中，电路的隔离主要有：模拟电路的隔离、数字电路的隔离、数字电路与模拟电路之间的隔离。主要目的是通过隔离元器件把电磁干扰的路径切断，从而达到抑制电磁干扰的效果。这种电路的隔离在目前市场上的数字式开关电源上已经较为普遍，而且技术也相当成熟。它主要是利用光电耦合器进行电路隔离，利用它的输入阻抗与一般干扰源的阻抗相比较小，因此分压在光电耦合器的输入端的干扰电压较小，它所能提供的电流并不大，不易使半导体二极管发光;同时光电耦合器的外壳是密封的，它不受外部光的影响;而且光电耦合器的隔离电阻很大(约1012Ω)、隔离电容很小(约几个pF)所以能阻止电路性耦合产生的电磁干扰。

　　3.2.3 PCB板的合理布局与布线

　　开关电源的辐射干扰与电流通路中的电流大小，通路的环路面积，以及电流频率的平方等三者的乘积成正比，即辐射干扰E∝I·A·f 2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。上述关系式表明减小通路面积是减小辐射骚扰的关键，这是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级电路中，要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近，且布线紧凑;在次级电路中，要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。在印制板上，将正负载流导线分别布在印制板的两面，并设法使两个载流导体彼此间保持平行，因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。同时电路中的电流环路应保持最小;信号线和回线以及电源线和地线应相互接近。

　　3.3增强受干扰体的抗干扰能力

　　3.3.1利用磁珠，提高电路的抗干扰能力

　　磁珠的主要原料为铁氧体，铁氧体是一种立方晶格结构的亚铁磁性材料，铁氧体材料为铁镁合金或铁镍合金，它的制造工艺和机械性能与陶瓷相似，颜色为灰黑色。在电磁干扰滤波器中经常使用的一类磁芯就是铁氧体材料，许多厂商都提供专门用于电磁干扰抑制的铁氧体材料。这种材料的特点是高频损耗非常大，具有很高的导磁率，它可以使电感的线圈绕组之间在高频高阻的情况下产生的电容最小。铁氧体材料通常应用于高频情况，因为在低频时它们主要呈现电感特性，使得损耗很小。在高频段，阻抗主要由电阻成分构成，随着频率的升高，磁芯的磁导率降低，导致电感的电感量减小，感抗成分减小，但是，这时磁芯的损耗增加，电阻成分增加，导致总的阻抗增加，当高频信号通过铁氧体时，电磁干扰被吸收并转换成热能的形式消耗掉。

　　3.3.2 屏蔽

　　采用屏蔽技术可以有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰，即用电导率良好的材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的材料对磁场进行屏蔽。屏蔽有两个目的，一是限制内部辐射的电磁能量泄漏出，二是防止外来的辐射干扰进入该内部区域。其原理是利用屏蔽体对电磁能量的反射、吸收和引导作用。为了抑制开关电源产生的辐射，电磁骚扰对其他电子设备的影响，可完全按照对磁场屏蔽的方法来加工屏蔽罩，然后将整个屏蔽罩与系统的机壳和地连接为一体，就能对电磁场进行有效的屏蔽。

　　3.3.3 接地

　　所谓接地，就是在两点间建立传导通路，以便将电子设备或元器件连接到某些叫作“地”的参考点上。接地是开关电源设备抑制电磁干扰的重要方法，电源某些部分与大地相连可以起到抑制干扰的作用。在电路系统设计中应遵循“一点接地”的原则，如果形成多点接地，会出现闭合的接地环路，当磁力线穿过该环路时将产生磁感应噪声。实际上很难实现“一点接地”，因此，为降低接地阻抗，消除分布电容的影响而采取平面式或多点接地，利用一个导电平面作为参考地，需要接地的各部分就近接到该参考地上。为进一步减小接地回路的压降，可用旁路电容减少返回电流的幅值。在低频和高频共存的电路系统中，应分别将低频电路、高频电路、功率电路的地线单独连接后，再连接到公共参考点上。

　　4 结语

　　开关电源电磁干扰与电磁兼容是一个十分复杂的问题, 特别是在如今开关电源体积越来越小，功率密度越来越大的趋势下。逐渐地成为了开关电源稳定性的一个关键因素，也是一个最容易忽视的方面。当然产生开关电源电磁干扰的因素还很多，抑制电磁干扰还有大量的工作。唯一不变的是只有在设计时充分考虑电磁兼容问题，才能使开关电源得到更普遍的应用。

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由于有导线电阻的影响，带负载的口上电压比空载的口上电压要低一点。USB电压的问题，因为主板上USB供电线路里还串有自恢复保险丝，这个器件在大电流下压降也是可观的，再加上你24pin上实际的5V电压低了100mV左右，就带不动移动硬盘了。

最好是找4位半的表来测。

空载电压偏高一点很正常，带负载以后有线路损耗。
要保证末端的用电也有足够电压。

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SS-300SFD
高效HP-D3008E0
ST45SF
ST45SF-G
------------------------------------

VX270
BP-300P
VX300
VP-350P IC
SS-350ES            
EA-380D GREEN                          
NX400
BP-430PLUS                                 
（SST-ST50F-ES）                       
（CX-430V2）                              
SMART500
NX450
（BP-500U）                                
（CX-500V2）                              
GW-ATX400NF
影驰PG-500
Au-400                                         
NX550                                         
新版GS600
NX650
EA-750 GREEN                                         
安耐美GX650
（NZXT Hale82 650w）
（NZXT Hale82 750w）
ST75F-G Evolution
ST85F-G Evolution
TPQ-1200                                 
SG-850
ST1000-G Evolution
DPS-1200QB
HCP-1200
AX760I
AX860I
AX1200I

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全汉这一设计的特色就是二次调制稳压，可以提高效率。
所以略加优化就实现了白金牌。

如果改成DC-DC，效率就降低了。

可以说是为了实现高效率，牺牲了电压稳定性和纹波。
并且没有挽回的可能，这就是一个纯粹高效率导向的设计。

动态响应速度，钳位正激比双管正激差一点。
单端钳位正激，主开关管和钳位开关管耐压要求都比较高。

但是钳位正激的开关管工作状态更好，效率高，电磁干扰低，
优势要更多一些。

Aurum的3.3V稳压不算差，D2D的输入输出滤波不做到位纹波也不会好看，这个档次的电源性能就这样了，二次调制的动态响应倒是确实比DC-DC差一些

+5V也改成二次调制，就相当于双磁放大，交叉负载会变好，效率肯定比不上+5V联合稳压+同步整流

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Aida64显示的所谓“电源风扇”转速，只是你主板上某个风扇的转速。

很早以前电源会把风扇测速接头接出来，给主板信号，主板上也会有一个Power FAN插头。
这样在 BIOS 中可以检测电源风扇转速，在系统中也可以用软件看转速。

后来电源厂家嫌麻烦不做了，主板厂家却没有变。

就发生了这样的误解。

理论上可行。

注意，风扇的电力供应仍然取自电源内部。
只是把风扇的测速线单独引出，连接到主板。

通常主板上都有SYS FAN或者POWER FAN插座。
连接到第三针即可。
（第一针是地，第二针是+12V，第三针是测速，第四针是PWM）

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廉价功率计，显示的就是有功功率(W)。

视在功率(VA)要比较高级的功率计才能测量。

有功功率 = 视在功率 x 功率因数

注意，功率因数 是和 转换效率 完全不沾边的参数。

主动PFC可以大约按照功率因数0.95-0.99估算，不过并不准确。
较准确的功率因数，可以用北电专业版功率表测得。

如果220V测得功率400W，电源的输出要乘以转换效率。
按80%效率计算，电源输出功率320W
对于400W电源来说并未超负荷。

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HCP的PFC电容由三个红宝石MXH系列的220uF450V的高压电解电容组成，采用三个直径较小的电容并联组成的形式。其原因有：a、分解为若干个小尺寸电解有利于线路板布局；b、并联后能降低总ESR值；c、并联后能提高电容耐受纹波电流的能力。

AX1200 确实是奇葩结构。。。。
前级高压Buck串联后级交错QR准谐振。
电路极端复杂。

新版GS系的600、700、800三个型号是双管+DC-DC，而500还是单磁。

HX650 gold这个型号仍然是交给SS代工，考虑到SS并未研发双管正激同步整流的线路，而且在金牌电源上有CM6901和英飞凌控制器两种LLC+同步整流线路，HX650 gold应该是用了其中一种。而HX750/850/1050是CWT代工，考虑到价位和功率段，以及CWT新出了PUQ这一点，应该是在PUQ方案基础上开发的双管正激+同步整流线路。

非常相似的方案，由于现在低内阻的管子成本低于三年前，因此主要是通过管子的提升达到提高效率的目的；纹波方面，主要是靠堆料，老版的DSG在电容比较抠门的情况下纹波也并不好。而用料较好新版的HX850 V2纹波就很好。
因此，新版本效率的改善主要得益于管子的改进，可以算是一种用料的改进，但是管子的改善对于纹波帮助是很小的，需要堆电容
从评测看，低负载下的效率改进也是比较明显的，因此此项电路设计上面应该也是有优化
另外，除目前看到的HX850V2继续沿用44外径变压器以外，其他的PUQ目测用的都是39外径变压器，而老版的DSG以及PUK都用44外径变压器

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侨威常见的双管正激方案包括
GPA/GPB/PUF/PUFP:双管正激、单路磁放大的低端方案，非宽幅输入设计。
DSA/DSAII:双管正激、单路磁放大的80plus低端方案，最高铜牌效率，DSAII最高做到650W。
PSH/PSHII:双管正激、双路磁放大的80plus中瓦数方案，最高铜牌效率，最高做到850W。PSHII简化到单面板布线。
PSHIII(未确定名称):双管正激、低压使用DC-DC输出的80plus铜牌中瓦数方案，最高850W，见于海盗船TXM系列。
DSG:双管正激、二次侧同步整流、低压使用DC-DC的80plus银牌方案，最高约1000W，可以加强到金牌，也有cost-down到铜牌的选项。
PUK/HQ/海盗船HX系列: DSG方案的衍生版本，PUK和HQ是中瓦数金牌，HX系列为750-1050W银牌方案。
PUC:两个小电源拼成的大瓦数方案，每个小电源都是双管正激、同步整流、DC-DC的设计，最高1500W，最高效率达到银牌。
PUG:展会上展出过的2000W电源，线路架构不详。
半桥、正激、全桥之类都是“拓扑”，也就是电源的基本架构，包含了一次侧、二次侧、变压器之类的线路架构。同步整流与否是二次侧整流的组态。磁放大和DC-DC是二次侧生成辅输出(5V/3.3V/-12V)使用的技术。
TT ToughPower XT千瓦级金牌以及白金电源使用的是PUO方案，使用了交错式PFC、全桥谐振、同步整流和DC-DC技术，最高做到约1500W。

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单路与多路

大功率的电源里单路12V的比比皆是，老实说比起小功率单路的危险多了。小功率的只要OPP设置合理，还是蛮可靠的，大功率单路没等到触发OPP先烧接头烧线路了。

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显卡供电

可以看到PCI-E显卡8Pin电源插头是3根+12V ，5根地线。

这并不是规范制定者最初的想法。
下面简单说说：

PCI-E 最初制定的是6Pin 供电，提供75W电力。
加上主板插槽提供的75W，可以支持150W功耗的显卡。
以上图为例，编号为6的那根针，是用作信号检测的。
(通过上拉电阻接+12V或+5V，低电平有效)
当供电插头插入后，信号检测针接地，显卡得到正确信号。
如果没有插插头，无信号，显卡可以执行报警或者降频等。

PCI-E 8Pin 最初制定时，编号为4的那根针是电压检测反馈。
但电源厂商认为不可行，因为电源的12V稳压反馈通常都在24Pin主插头或者CPU插头，再从显卡反馈，更麻烦。
于是电源厂家集体将这根针做成接地。
显卡厂家也默认这种行为，把4号针作为8Pin信号检测。
与6Pin检测原理相同，即该针脚被接地，表示插头已插入。
显卡在得到信号后，才会从该插头吸取150W电力。

总结一下
PCI-E 8Pin 的8根线，只有6根是通过大电流。(1 2 3 5 7 8)
6号 是6针插头存在检测，4号 是8针插头存在检测。


这样设计的目的是为了一种广义上的防呆。
比如300W电源，只提供一个6Pin插头，意思是只支持150W功耗的显卡(主板75W+6针插头75W)
你买了需要8针的显卡，插上去，因为4号检测线没接，显卡不会工作；这样就保护了显卡和电源双方。

400W电源，提供8针接口，则可以支持225W功耗的显卡(主板75W+8针150W)

500W电源，提供6+8针接口，表示它可以承载375W的显卡功耗。

如果你安装了超出电源提供能力的显卡，必然就会有显卡插不齐插头，显卡的检测机制发挥作用，拒绝工作。
这就是广义上的防呆。
但是在内地市场因为转接线广泛使用，这些都是摆设。。。。。


再说一下插头和线材的极限承受能力


单针极限电流是13A
8Pin显卡插头的6根有效载流导体，3根+12V，3根地线，极限可以传输39A电流。
12V*39A=468W，这远远超出了规范制定的 150W
因此设计者可以“浪费”两根导线拿来做信号检测。

压力比较大的反而是主板上的24Pin插头，具体可以参考那个帖子。

规范制定者和厂商不齐心的结果。

当初PCI-E 8Pin 制定规范时，要求3根12V线，3根过流地线，1根信号检测地线，1根电压回馈线。
具体的针脚定义非常古怪。

电源厂商认为电压回馈不现实，就做成了5根地线，3根12V线。

显卡厂商为了确认用户插的是6针还是8针，把电压回馈线用做信号检测用途。

222cd

DC-DC的兼容性问题

D2D BUCK开关有一定延迟，如果主板收到PG信号不按照规范的延时启动，两路低压还没有上来就无法开机

这个和芯片组关系不大，优化过启动延时的D2D模块兼容问题较少

222cd

过压保护

至于电源的 OVP ，是输出过电压保护，也就是输出电压过高，停机。
输入电压过高照样是烧坏。

当然，对于内部压敏电阻和保险丝齐全的电源，过电压也许只是烧断保险丝。
或者烧毁压敏电阻。
但更多的情况是连带高压侧器件全部烧毁。

安规认证其实很简单：任何情况下不危及人身安全，但是电源本身允许损坏。
与绝对安全有关的X电容，Y电容，共模差模电感，都要做耐压测试，(1500V耐压测试)。
所以380V电压烧过以后，安规器件应当全部完好。

以整流桥为界，后面属于允许损坏的范围，只要损坏不影响安全就无所谓。
所以整流桥的耐压通常还选得比较高，再往后就几乎不留余量了。

450V耐压的主电容能够承受的交流输入电压极限是318V ，超过这个电压则主电容炸毁。
如果只用400V耐压，则282V交流输入就已经炸毁了。

高压侧的待机电源IC一般抗到300多V输入就冒烟短路了，并且有可能炸得四分五裂。

PFC一般在260V 270V以后就会过电压保护关停，如果不关停，就会冒烟（便宜的IC不带过电压关停，冒烟是必然的）。

高压烧毁的电源，其实低压部分一般没事。
但维修困难，所以经常是换掉完事。

222cd

交错式PFC用在大瓦数电源里较多，多核X7和TPQ-1200用的PFC IC是同系列的UCC28070

老版多核R85用的UCC28060作为PFC IC，加上ACF主拓扑，在当时技术还挺先进的

双相TM PFC在低载可以关停一组提高效率，用在PC电源里让绝对效率增加5%属于不可能，相对比单相CCM PFC提高5%（比如80%提升到81.6%）都困难

222cd

焊接

如果焊接到位，焊点完全浸润，助焊剂使用适当，绝缘处理好，就没问题。
可以继续通过额定电流使用，没有损失。